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高端电流检测方法
点击次数:185 发布时间:2018-09-26

高端电流检测

问:

为了稳定性,必须在MOSFET栅极前面放一个100 Ω电阻吗?

答:

简介

只要问任何经验丰富的电气工程师——如我们故事里的教授Gureux——在MOSFET栅极前要放什么,你很可能会听到“一个约100 Ω的电阻。”虽然我们对这个问题的答案非常肯定,但人们仍然会问为什么,并且想知道具体的作用和电阻值。为了满足人们的这种好奇心,我们接下来将通过一个例子探讨这些问题。年轻的应用工程师Neubean想通过实验证明,为了获得稳定性,是不是真的必须把一个100 Ω的电阻放在MOSFET栅极前。拥有30年经验的应用工程师Gureux对他的实验进行了监督,并全程提供专家指导。

高端电流检测简介
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图1.高端电流检测。

图1中的电路所示为一个典型的高端电流检测示例。负反馈试图在增益电阻RGAIN上强制施加电压VSENSE。通过RGAIN的电流流过P沟道MOSFET (PMOS),进入电阻ROUT,该电阻形成一个以地为基准的输出电压。总增益为

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电阻ROUT上的可选电容COUT的作用是对输出电压滤波。即使PMOS的漏极电流快速跟随检测到的电流,输出电压也会展现出单极点指数轨迹。

原理图中的电阻RGATE将放大器与PMOS栅极隔开。其值是多少?经验丰富的Gureux可能会说:“当然是100 Ω!”

尝试多个Ω值

我们发现,我们的朋友Neubean,也是Gureux的学生,正在认真思考这个栅极电阻。Neubean在想,如果栅极和源极之间有足够的电容,或者栅极电阻足够大,则应该可以导致稳定性问题。一旦确定RGATE和CGATE相互会产生不利影响,则可以揭开100 Ω或者任何栅极电阻值成为合理答案的原因。

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图2.高端电流检测仿真。

图2所示为用于凸显电路行为的LTspice仿真示例。Neubean通过仿真来展现稳定性问题,他认为,稳定性问题会随着RGATE的增大而出现。毕竟,来自RGATE和CGATE的极点应该会蚕食与开环关联的相位裕量。然而,令Neubean感到惊奇的是,在时域响应中,所有RGATE值都未出现任何问题。

结果发现,电路并不简单
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图3.从误差电压到源电压的频率响应。

在研究频率响应时,Neubean意识到,需要明确什么是开环响应。如果与单位负反馈结合,构成环路的正向路径会从差值开始,结束于结果负输入端。Neubean然后模拟了VS/(VP– VS)或VS/VE,并将结果绘制成图。图3所示为该开环响应的频域图。在图3的波特图中,直流增益很小,并且交越时未发现相位裕量问题。事实上,从整体上看,这幅图显示非常怪异,因为交越频率小于0.001 Hz。

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图4.高端检测电路功能框图。

将电路分解成控制系统的结果如图4所示。就像几乎所有电压反馈运算放大器一样,LTC2063具有高直流增益和单极点响应。该运算放大器放大误差信号,驱动PMOS栅极,使信号通过RGATE– CGATE滤波器。CGATE和PMOS源一起连接至运算放大器的–IN输入端。RGAIN从该节点连接至低阻抗源。即使在图4中,可能看起来RGATE– CGATE滤波器应该会导致稳定性问题,尤其是在RGATE比RGAIN大得多的情况下。毕竟,会直接影响系统RGAIN电流的CGATE电压滞后于运算放大器输出变化。

对于为什么RGATE和CGATE没有导致不稳定,Neubean提供了一种解释:“栅极源为固定电压,所以,RGATE– CGATE电路在这里是无关紧要的。你只需要按以下方式调整栅极和源即可。这是一个源极跟随器。”

经验更丰富的同事Gureux说:“实际上,不是这样的。只有当PMOS作为电路里的一个增益模块正常工作时,情况才是这样的。”

受此启发,Neubean思考了数学问题——要是能直接模拟PMOS源对PMOS栅极的响应,结果会怎样?换言之,V(VS)/V(VG)是什么?Neubean赶紧跑到白板前,写下了以下等式。

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其中,
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运算放大器增益为A,运算放大器极点为ωA。
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Neubean立刻就发现了重要项gm。什么是gm?对于一个MOSFET,

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看着图1中的电路,Neubean心头一亮。当通过RSENSE的电流为零时,通过PMOS的电流应该为零。当电流为零时,gm为零,因为PMOS实际上是关闭的,未被使用、无偏置且无增益。当gm = 0时,VS/VE为0,频率为0 Hz,VS/VG为0,频率为0 Hz,所以,根本没有增益,图3中的曲线图可能是有效的。

试图用LTC2063发现不稳定问题
带来这点启示,Neubean很快就用非零的ISENSE尝试进行了一些仿真。
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图5.非零检测电流条件下从误差电压到源电压的频率响应。

图5为从VE到VS的响应增益/相位图,该曲线跨越0dB以上到0dB以下,看起来要正常得多。图5应该显示大约2 kHz时,100 Ω下有大量的PM,100 kΩ下PM较少,1 MΩ下甚至更少,但不会不稳定。

Neubean来到实验室,用高端检测电路LTC2063得到一个检测电流。他插入一个高RGATE值,先是100 kΩ,然后是1 MΩ,希望能看到不稳定的行为,或者至少出现某类振铃。不幸的是,他都没有看到。

他尝试加大MOSFET里的漏极电流,先增加ISENSE,然后使用较小的RGAIN电阻值。结果仍然没能使电路出现不稳定问题。

他又回到了仿真,尝试用非零ISENSE测量相位裕量。即使在仿真条件下也很难,甚至不可能发现不稳定问题或者低相位裕度问题。

Neubean找到Gureux,问他为什么没能使电路变得不稳定。Gureux建议他研究一下具体的数字。Neubean已经对Gureux高深莫测的话习以为常,所以,他研究了RGATE和栅极总电容形成的实际极点。在100 Ω和250 pF下,极点为6.4 MHz;在100 kΩ下,极点为6.4 kHz;在1 MΩ下,极点为640 Hz。LTC2063增益带宽积(GBP)为20 kHz。当LTC2063具有增益时,闭环交越频率可能轻松下滑至RGATE– CGATE极点的任何作用以下。

是的,可能出现不稳定问题

意识到运算放大器动态范围需要延伸至RGATE– CGATE极点的范围以外,Neubean选择了一个更高增益带宽积的运放。LTC6255 5 V运算放大器可以直接加入电路,增益带宽积也比较高,为6.5 MHz。

Neubean急切地用电流、LTC6255、100 kΩ栅极电阻和300 mA检测电流进行了仿真。

然后,Neubean在仿真里添加了RGATE。当RGATE足够大时,一个额外的极点可能会使电路变得不稳定。

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图6.有振铃的时域图。

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图7.增加电流(VE至VS)后的正常波特图,相位裕量表现糟糕。

图6和图7显示的是在高RGATE值条件下的仿真结果。当检测电流保持300 mA不变时,仿真会出现不稳定情况。

实验结果

为了了解电流是否会在检测非零电流时出现异常行为,Neubean用不同步进的负载电流和三个不同的RGATE值对LTC6255进行了测试。在瞬时开关切入更多并行负载电阻的情况下,ISENSE从60 mA的基数过度到较高值220 mA。这里没有零ISENSE测量值,因为我们已经证明,那种情况下的MOSFET增益太低。

实际上,图8最终表明,使用100 kΩ和1 MΩ电阻时,稳定性确实会受到影响。由于输出电压会受到严格滤波,所以,栅极电压就变成了振铃检测器。振铃表示相位裕量糟糕或为负值,振铃频率显示交越频率。
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图8.RGATE = 100 Ω,电流从低到高瞬态。

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图9.RGATE = 100 Ω,电流从高到低瞬态。

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图10.RGATE = 100 kΩ,电流从低到高瞬态。

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图11.RGATE = 100 kΩ,电流从高到低瞬态。

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图12.RGATE = 1 MΩ,电流从低到高瞬态。

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图13.RGATE = 1 MΩ,电流从高到低瞬态。

头脑风暴时间

Neubean意识到,虽然看到过许多高端集成电流检测电路,但不幸的是,工程师根本无力决定栅极电阻,因为这些都是集成在器件当中的。具体的例子有AD8212、LTC6101、LTC6102和LTC6104高电压、高端电流检测器件。事实上,AD8212采用的是PNP晶体管而非PMOS FET。他告诉Gureux说:“真的没关系,因为现代器件已经解决了这个问题。”

好像早等着这一刻,教授几乎打断了Neubean的话,说道:“我们假设,你要把极低电源电流与零漂移输入失调结合起来,比如安装在偏远地点的电池供电仪器。你可能会使用LTC2063或LTC2066,将其作为主放大器。或者你要通过470 Ω分流电阻测到低等级电流,并尽量准确、尽量减少噪声;那种情况下,你可能需要使用ADA4528,该器件支持轨到轨输入。在这些情况下,你需要与MOSFET驱动电路打交道。”

所以……

显然,只要栅极电阻过大,使高端电流检测电路变得不稳定是有可能的。Neubean向乐于助人的老师Gureux谈起了自己的发现。Gureux表示,事实上,RGATE确实有可能使电路变得不稳定,但开始时没能发现这种行为是因为问题的提法不正确。需要有增益,在当前电路中,被测信号需要是非零。

Gureux回答说:“肯定,当极点侵蚀交越处的相位裕量时,就会出现振铃。但是,你增加1 MΩ栅极电阻的行为是非常荒谬的,甚至100 kΩ也是疯狂的。记住,一种良好的做法是限制运算放大器的输出电流,防止其将栅极电容从一个供电轨转向另一个供电轨。”

Neubean表示赞同,“那么,我需要用到哪种电阻值?”

Gureux自信地答道:“100 Ω”。

 

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